移动宽带无线通信系统如何提高频谱效率

高速和低速数据转换器在现代宽带移动无线电中发挥关键功能。本应用笔记概述了如何确定基带采样无线电架构中的高速数据转换器性能要求。此外，在考虑高速模拟前端（AFE）解决方案时，还概述了系统分区策略和优点。

简介

多年来，无线通信已发生了巨大的发展。仅以空气为媒介运行的产品和小工具的发明使世界进入了一个更快的时代。它不仅改变了交流的状态，而且为交通，工业生产，商业以及最重要的是人们的日常生活中的新起点铺平了道路。

移动宽带无线通信系统采用几种技术来提高频谱效率。为了实现高数据速率，产生最佳的系统容量并确保可靠的服务质量（QoS），现代无线通信系统使用具有高阶调制（16Q AM至64 QAM）的可变信道带宽（BW = 1.25 MHz至20 MHz）码分或正交频分多址（CDMA，OFDMA）以及可扩展的智能天线技术（例如，多输入多输出或MIMO，空间分集）。

3GPP标准UMTS，TD-SCDMA和长期演进（LTE）以及其他诸如IEEE®802.16e，IEEE 802.11n和IEEE 802.11ac等标准都是使用这些技术的一些常见系统。例如，使用64 QAM调制，具有2048个子载波的正交频分多路复用（OFDM），20 MHz信道带宽和2×2 MIMO，4G LTE无线电可以以强大的性能实现大于100 Mbps的峰值数据速率建筑学。

带有OFDM的高阶调制，宽信道带宽和MIMO架构共同要求从接收模数转换器（Rx ADC）和发送数模转换器（Tx DAC）获得更高的性能。高速数据转换器的要求包括更快的采样率，更高的动态范围，改善的光谱性能以及多个通道。此外，由于最终产品通信设备是移动的且由电池供电，因此数据转换器必须具有低功耗和微型尺寸。在选择正确的高速数据转换器解决方案时，这些因素给设计带来了迷宫。以下主题介绍了一种可帮助设计人员应对这些挑战的方法。

无线电和数据转换器功能

小型，低功耗和低成本是移动无线产品（如智能手机，数据卡，嵌入式无线电，公共安全无线电，战术军事无线电或移动卫星无线电）中的重要设计目标。因此，直接转换零中频（ZIF）架构是一种常见的无线电解决方案。与外差式无线电相比，ZIF架构消除了多个中频成分，例如IF混频器，VGA，LO合成器和镜像抑制滤波器。这种消除降低了成本并减小了尺寸。此外，在具有可变信道带宽的应用（例如LTE）中，ZIF架构可用于可编程基带滤波。

典型的ZIF无线电基于高度集成的模拟前端芯片。

图1说明了典型移动无线电应用中使用的ZIF阵容。ZIF无线电架构需要一个双通道Rx ADC和一个双通道Tx DAC用于同相和正交（I / Q）基带信号采样和构建。其他低速转换器用于RF前端增益控制和辅助模拟信号测量，例如温度和发射器RF功率。转换器的数字总线与现场可编程门阵列（FPGA），数字信号处理器（DSP）或专用集成电路（ASIC）形式的数字基带处理器接口。数字基带处理器执行信号处理功能，例如通道编码，调制映射和数字滤波。单模ZIF无线电可能需要多达八个数据转换器通道。

输入高速模拟前端（AFE）

如图1所示，高速转换器通道和无线电收发器之间的比率为4：1。对于每个添加的无线电收发器，数据转换器的密度增加四倍。在4×4 MIMO设计中可以看到数据转换器与无线电之间的戏剧性4：1关系，其中需要四个无线电收发器以及16个高速数据转换器通道。这使得数据转换器功能成为重要的领域，密集的模拟集成可以帮助缩小尺寸，降低成本和降低功耗，这对于移动无线电设计至关重要。

MAX19713高速AFE框图。

可以将高速和低速数据转换器组合到单个设备中，以满足移动产品的尺寸，成本和功耗目标。高速AFE可以用作集成转换器解决方案。MAX19713就是这样一种AFE，如图2所示。AFE集成了与无线电前端接口所需的所有数据转换器。

高速AFE在多模式设计中具有应用。一个示例是一种双模无线电，它支持具有基于Wi-Fi®或MIMO的设计的UMTS，例如LTE，WiMAX®和IEEE 802.11n / ac，它们需要多个无线电和多个转换器通道。无线电数据转换器和RF收发器之间的4：1关系使AFE成为基于FPGA和基于DSP的设计的有吸引力的解决方案。

由于独立的DSP和FPGA通常是纯数字设备，因此它们没有集成混合信号数据转换器功能。高速AFE可以满足数据转换器的要求，理想情况下可以在低功耗，占用空间小的情况下完成这项工作。AFE分区的另一个优点是可伸缩性。当给定的设计从1×1单输入单输出（SISO）扩展到2×2 MIMO或4×4 MIMO时，可以根据需要使用AFE。这减轻了数字基带调制解调器的负担，而不必集成多个AFE配置以支持不同的MIMO无线电方案。将转换器移出数字基带可以优化调制解调器的芯片尺寸，降低测试成本，并降低芯片成本。因此，独立的AFE分区可提供设计灵活性和可伸缩性。然而，

Rx ADC：多少位？

可以使用图3中的示例Rx ADC SNR预算分析来计算Rx ADC的动态性能要求。该分析确定了可靠的信号恢复所需的Rx ADC动态范围。在基带采样应用中，重要的ADC参数是信噪比和失真（SINAD），它转换为有效位数（ENOB）。

RX ADC SNR预算显示了不同系统方面如何影响总动态范围要求。

SINAD参数说明了奈奎斯特频带内的噪声和失真，以及由于过采样导致的过程增益。选择射频前端灵敏度，噪声系数和滤波，以满足所需SER的基带解调信号处理要求。在不显着降低SNR的情况下，量化ZIF接收器的模拟I / Q输出信号是Rx ADC的主要工作。此外，Rx ADC不会引入会抑制可靠信号恢复的失真。

图3中的分析使用具有OFDM，信道带宽= 5MHz和1e-5 SER的64QAM调制，并考虑了ADC SNR下降，ADC增益/偏移误差和RF前端自动增益控制（AGC）误差。该分析适用于任何空中接口标准，包括LTE，高速分组接入（HSPA）和802.11a / b / g / n / ac。

Rx ADC SNR预算涉及几个因素：

调制SNR：对于SER = 1e-5的64 QAM调制，数字解调器需要18 dB SNR。这是基于已知的符号错误概率理论（图4）。

SNR裕度：由于ADC具有内部噪声源，因此其表现不像理想的量化器。ADC固有地在输入信号中增加了噪声和失真。设计目标是选择一个噪声和失真度在可接受范围内的ADC，以满足数字解调器的SNR要求。通常，良好的品质因数是0.6 dB的衰减。这意味着ADC不会使输入SNR的下降幅度超过0.6 dB。因此，ADC的SNR必须比输入信号的SNR电平好8.86dB。换句话说，如果输入信号具有18.6 dB的SNR，要实现18 dB的SNR，则ADC需要26.89 dB的SNR，以防止输入信号降级超过0.6 dB。以下公式计算系统SNR：

系统SNR = -20log（10-SNRa / 10 + 10-SNRb / 10 +….10-SNRn / 10）1/2

PAPR：对于2n载波（子载波= 256、512、2048）OFDM信令，PAPR为8 dB至12 dB。这意味着ADC输入必须回退12 dB，以防止在峰值期间削波。应当避免ADC削波，因为它会产生会降低SER性能的失真。

增益/失调误差：ADC增益误差的主要来源是内部基准电压。内部基准电压源可在整个温度范围内具有±5％的容差。失调是内部ADC放大器电压失调的残差。增益误差和失调误差是ADC误差预算中的重要考虑因素，因为它们会减小可用的动态范围。如果增益误差和失调误差分别为满量程的10％，则各自会导致动态范围降低1 dB。由于该错误，ADC必须后退1 dB，以防止输入削波，而后退1 dB，以解决有限的动态范围。使用内部ADC基准电压源可节省成本和尺寸，并且消除了库存中的额外组件。合理的成本大小折衷方案是使用带有集成基准的高速AFE，并增加2 dB的动态范围余量。

AGC错误：典型的ZIF接收器集成了AGC来设置基带模拟I / Q输出电压信号电平。由于过程，温度和电源电压的变化，AGC电平可能会出现20％（±10％）的精度误差。这在AGC中转换为2 dB的误差。为了在Rx ADC输入端保持所需的SNR电平和PAPR补偿，应在SNR预算分析中考虑AGC误差。例如，如果实际AGC设置比预期设置低2 dB，则SNR将降低2 dB。

信道滤波器：在某些情况下，RF接收器无法充分过滤不良的相邻信道干扰源。在这种情况下，Rx ADC必须具有足够的动态范围，以处理阻塞信号电平和所需信号，同时保持所需数字信号解调所需的SINAD。附加的动态范围用于对不需要的干扰源进行数字滤波。或者，为了降低成本和裸片尺寸，可以降低基带模拟滤波器的阶数，并且可以数字方式进行其他滤波。在模拟和数字滤波器阶数之间存在dB-dB的关系，因此必须通过将Rx ADC的动态范围提高6 dB来将模拟滤波减少6 dB。在此示例中，假定了12 dB的阻塞衰减。

处理增益：假设Rx ADC是基带模拟I / Q信号的2倍过采样。由于基带信号为BW = 2.5 MHz，FCLK = 10 MHz，因此产生的处理增益为3 dB。过程增益将SNR提高了3 dB，可以从所需的Rx ADC SNR中减去该增益。

Tx DAC：多少位？

可以使用图5中的示例Tx DAC SNR预算分析来计算Tx DAC的动态性能要求。该分析基于ZIF发送器阵容的误差矢量幅度（EVM）规范。EVM是许多空中接口标准（3G，4G和802.11）中使用的调制质量指标，并定义为RMS星座图误差幅度与峰值星座图符号幅度之比。

Tx DAC SNR预算包括许多因素，这些因素会影响整个动态范围。使用这种方法，设计人员可以确定所需的TX DAC ENOB。

图5中的性能预算分析使用具有OFDMA的16QAM调制，1e-6 SER，信道带宽= 8.75 MHz以及Tx DAC降级，DAC增益/失调误差和PAPR的余量。该分析以WiBro®空中接口标准为例，但适用于任何无线宽带标准。

Tx DAC SNR预算涉及多个因素：

调制EVM：使用MAX2837 RF收发器的给定空中接口参考设计，例如WiBro，可为16QAM提供3.5％的发送EVM，并提供POUT = 23的3/4前向纠错（3 / 4-FEC）编码信号dBm的EVM规范以天线为参考，并且包括RF调制器和功率放大器（PA）损伤。3.5％的EVM性能可转换为-29.1 dB的SNR。

SNR裕度：假设Tx DAC不能将系统SNR降低超过0.6 dB，这意味着Tx EVM降低了0.25％。总体而言，包括Tx DAC贡献在内的Tx EVM必须为3.75％（3.5％+ 0.25％）或28.5 dB SNR。基于16QAM调制，调制器和PA产生29.1dB SNR。因此，Tx DAC必须具有更好的SNR（8.86 dB）才能产生0.6dB的衰减。Tx DAC需要37.96 dB的SNR（29.1 dB + 8.86 dB）。

PAPR：对于2n载波（子载波= 256、512、2048）OFDMA信令，PAPR为8dB至12dB。这意味着必须将Tx DAC输出调低-12 dB，以防止在峰值期间出现削波。DAC削波产生信号失真，导致杂散发射，从而降低SER性能。

增益/失调误差：DAC增益误差的主要来源是内部基准电压。内部基准电压源可在整个温度范围内具有±5％的容差。失调是内部DAC放大器电压失调的残差。增益误差和失调误差是DAC误差预算中的重要考虑因素，因为它们会减小可用的动态范围。如果增益误差和失调误差均为满量程的10％，则每个误差都会使动态范围降低1 dB。由于该错误，DAC必须回退1 dB以防止输出削波，而必须回退1 dB以解决有限的动态范围。

Sin（x）/ x校正：在fC / fOUT = 4时，sin（x）/ x频率响应会在fOUT = FCLK / 4时导致-0.91 dB衰减。在数字基带中实现的有限脉冲响应（FIR）滤波器可以对此进行校正。或者，如果该滚降是可接受的，则可以将+0.91 dB的余量添加到SNR预算中，这在fOUT = FCLK / 4时说明了-0.91 dB的SNR下降。