基于AM7911调制解调器实现扩展通信模式的设计

作者：强秀凤

1 引 言

随着微机与数传设备的发展，调制解调器的传输速率越来越高，品种也越来越多。

由于电话系统的频带宽度很窄，而数字信息的矩形波内有很丰富的谐波含量，直接将其在电话线上传输，在接收端势必造成较大的信号畸变。使用调制解调器将模拟载波加以调制，便可以解决长距离传输、抗干扰等问题。

电力系统生产调度自动化的迅速发展，尤其是近些年来微机远动在电力系统中的广泛应用，对各数传设备的传输性能、指标提出了更高的要求。

由于技术、经济原因，我国电力系统目前的情况是大部分的地区仍以电力线载波为主要通信手段。为了节省宝贵的频率资源，各地区都配置了大量的复用电力线载波机，利用载波机的上音频来传送数据信息，但在标准上音频1kHz的带宽内，一般传输速率为300bit／s～600bit／s，当以1200bit／s速率传输数据信息时，则要占据整个话带（300Hz～3400Hz）。随着计算机技术在电力系统中的广泛应用，要处理和传送的数据急剧增加，以前的低速调制解调器难以适应数据传输的要求，必须研制高速可靠的1200bit／s的电力线载波用的上音频复用的调制解调器。

2 AM7911调制解调器原理

本文介绍一种美国Advanced Micro Devices公司生产的AM7911调制解调器专用芯片。

2．1 AM7911芯片的原理

AM7911芯片原理框图如图1所示。

2．2 由AM7911为主体组成1200 bit／s的MODEM

MODEM原理图如图2所示，JC2是AM7911芯片，它是双列直插式的28脚封装，±5V供电，数字输入输出为标准TTL电平，调制输出最高电平在600Ω时为－3dB，解调接收灵敏度最弱信号为－43dB，支持300 bit／s，600 bit／s，1200bit／s二线半双工和四线全双工。

当请求发送RTS及数据终端DTR准备好时，打开TXD接口。此时将计算机发出的控制移频信号（“0”表示传号，“1”表示空号），通过JC3电平转换，去控制AM7911发出载频信号及移频信号，并由C6，R4耦合到JC4进行放大后，再由T1变量器发送调频信号。

当T2变量器接收到载频信号，延迟一个时刻给出“1”信号，打开接收数据口，在收到对方发出的调频信号后，经JC7放大，再由JC6等器件所组成的有源滤波器将无用边带及噪声源扼制掉，有用的调频信号传输到AM7911解调器，经解调后，将数据信号传输到RXD接口至计算机。

2．3 AM7911各引脚功能

AM7911各引脚功能如下：引脚1是RING振铃信号输入，用于自动应答；引脚2是＋5V电源；引脚3是复位；引脚4是－5V电源；引脚5是调制波输入；引脚6、7是阻容回路，决定片内A／D转换速度；引脚8是调制波输出；引脚9是模拟地；引脚10是要发送的串行数字信号输入；引脚12是请求发送；引脚13是准备发送；引脚16是数据终端准备就绪；引脚17、18、19、20、21组成五位二进制共32种通信模式选择；引脚22是数字地；引脚23、24是晶振接入；引脚25是载波检测；引脚26是解调数字输出。

其余的11、14、15、27、28引脚分别为二线半双工时，低速后备通道（逆向）的请求发送，准备发送，解调数字输出，载波检测，和数字发送输入。

3 功能的扩展

3．1 技术要求

AM7911有以下技术要求：符合CCITTV．32标准；通信方式：四线，全双工；调制方式：FSK；工作方式：异步；接口：RC－232－C；传输速率：1200bit／s；通信线路特性阻抗：600Ω平衡式；回波损耗：≥14dB；发送电平：－20dB～3dB／600Ω连续可调；接收电平：≥－40dB／600Ω；误码率：在信号、噪声比为16dB时，误码率不大于1×10－5。

因国情不同，美国厂商只考虑在全话路情况下使用，而我国电力系统目前的情况是大部分的地区仍以电力线载波为主要通信手段，为了节省宝贵的频率资源，各地区都配置了大量的复用电力载波机，利用载波机的上音频来传送数据信息。这就使我们考虑能否扩展AM7911的功能，使其中心频率移到上音频（2400Hz～3840Hz）带内，以充分发挥单片MODEM AM7911高可靠性的优点，经过理论计算和实测试验，证明可行。

显然，同一模式下，芯片内部对时钟的分频比是固定的，要使中心频率fZ向高端移动，必需提高晶振频率，在提高晶振频率的同时，频偏也会按比例增大，若要在上音频段以1200波特速率传输，本人认为宜采用原来1200 bit／s的模式。表1所列出的是AM7911芯片在1200 bit／s下两种模式的参数。

根据部颁标准，上音频通道中心频率在300bit/s和600bit／s时为＝2880Hz。

目前国内市场已有中心频率为3000Hz，考虑到兼容性我们将3000Hz选为1200波特速率下的中心频率。

设原来的晶振频率为X0＝2457．6kHz，原来的中心频率为fZ，上音频的中心频率为，求在上音频段内1200bit／s下的新晶振频率。即：

用上面计算出的相应晶振接入23、24两脚，调整相应负载电容C1、C2和C3、C4之值，便可获得满意结果。

国际标准中，300bit／s下的频偏通常为±100Hz，600bit／s下的频偏通常为±200Hz，1200bit／s下的频偏通常为±400Hz，考虑到上音频带宽仅为1440Hz，最好不要超过±400Hz。

3．2 设计

我们对以下两种通信模式进行了设计：（1）通信模式1：

4 带宽计算

4．1 相位不连续FSK信号的功率谱

FSK信号的功率谱由连续谱和离散谱组成。其中连续谱由两个双边带叠加而成，而离散谱则出现在两个载频位置上。

两个载频之差较小，比如小于fS，则连续谱出现单峰，若两个载频之差逐渐增大，即f1与f2的距离增加，则连续谱将出现双峰，这点从图3可看得清楚些。

由上面两个特点看到，传输FSK信号所需的频带

Δf＝｜f2－f1｜＋2fs。

图3是相位不连续FSK信号功率谱密度图，图中的谱高度是示意的，且只画了正频率部分，负频率部分应与其对称。

根据上述计算，我们在非标准复用通道（2400Hz～3840Hz）上使用第二种通信模式进行1200bit／s的传输，工作稳定，误码率达到1×10－5。

5 评价

边频的理论计算值与实测值最多相差0．5dB，频率的稳定性也非常好，虽然与现有国产调制解调器的上下边频不完全吻合，但由实际解调回路的捕捉带宽起码在100Hz以上（事实上，必须在有效带宽范围内都能响应，才能利用边带中的信息解调出数字信号，这是香农定理的基本推论之一），因此，工作效果十分理想。